СХЕМОТЕХНИКА УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ НА БИПОЛЯРНЫХ И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Сентябрь 3, 2022

Главная
Алгебра
СХЕМОТЕХНИКА УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ НА БИПОЛЯРНЫХ И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Содержание

2. ОСНОВНЫЕ ТЕМЫ ЛЕКЦИИ ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ ПАРАМЕТРЫ ИДЕАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОН-НОГО УСИЛИТЕЛЯ Компьютерная Электроника и Схемотехника 2012
3. При построении усилительных устройств наибольшее распространение получили каскады на биполярных и полевых транзисторах, выполненные по схеме
4. Выбирать номинал этого резистора очень большим невозможно, потому что это приведет к уменьшению среднего тока в
5. ИСТОЧНИКИ ТОКА НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ Если в схеме с общей базой (ОБ) зафиксировать напряже-ние на базе
6. Изменение сопротивления нагрузки Rнагр не влияет на ток в цепи эмиттера, поэтому и коллекторный ток тоже
7. Для стабилизации тока коллектора Iк необходимо поддерживать постоянным ток базы Iб. Из входной характеристики биполярного транзистора
8. Для стабилизации режима по постоянному току транзистора VT2 используется транзистор VT1 в диодном включении. При идентичных
9. В качестве нагрузки усилитель-ных каскадов часто используют аналогичную схему источника тока, называемую «токовым зеркалом». По выполняемой
10. При равенстве параметров транзисторов: UэбVT1 = UэбVT2 токи коллекторов также равны: IкVT1 = IкVT2. Для входного
11. Поскольку подбор идентичных транзисторов не всегда возможен, то на практике используют улучшенную схему «токового зеркала», которая
12. Такое улучшение позволяет более точно повторять входной ток Iвх на выходе IкVT2 при недостаточной идентичности используемых
13. Более сложная схема «токового зеркала» Уилсона обеспечивает точное повторение входного тока Iвх на выходе. От исходной
14. Для идентичных транзисторов VT1 и VT2: IбVT1 = IбVT2 ; IкVT1 = IкVT2 ; IэVT3 =
15. ИСТОЧНИКИ ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ При использовании полевых транзисторов (ПТ) с изоляцией затвора p-n-переходом или МОП
16. Ток в цепи сопротивления нагрузки Rнагр равен току стока I0с при нулевом напряжении Uзи = 0.
17. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ Как правило, коэффициент усиления по напряжению одиночного транзисторного каскада не превышает нескольких десятков. Поэтому
18. По виду межкаскадных связей усилители разделяются на две группы: усилители переменного тока и усилители постоянного тока.
19. В усилителях с гальваническими связями режимы работы транзисторов по постоянному току взаимосвязаны и изменение режима работы
20. Усилители с RC-связями В усилителях с RC-связями нижняя частота усиливаемого сигнала Fн (определяемая по снижению коэффициента
21. Коэффициент передачи по напряжению в эквивалентной схеме уменьшаеся в корень из двух раз (т.е. на 3
22. Точно также конденсатор С2 уменьшает коэффициент передачи по напряжению на 3 дБ на частоте Fн: С2
23. Описанные в литературе более точные формулы расчета номиналов этих конденсаторов приводят к результатам с немного меньшими
24. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА Усилители постоянного тока усиливают сигналы в полосе частот от нуля до верхней граничной
25. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ Большинство сигналов, поступающих на вход вычислительных систем, имеют непрерывный характер и требуют последующего преобразования
26. Основные преобразования аналоговых сигналов выполняются специальными интегральными микросхемами – операционными усилителями (ОУ), охваченными обратными связями (ОС).
27. Особенности схемотехники ОУ Входной каскад операционного усилителя выполнен по параллельно-симметричной дифференциальной схеме на n-канальных полевых транзисторах
29. Нагрузкой входного дифференциального усилителя служит «токовое зеркало» VT1, VT2, что обеспечивает максимальный коэффициент усиления по напряжению.
30. Реальный коэффициент усиления согласующего каскада определяется входным сопротивлением следующего выходного каскада на транзисторах VT9, VT10 по
31. Начальное смещение базо-эмиттерных переходов выходных транзисторов VT9, VT10 осуществляется за счет падения напряжения при протекании тока
32. Применение двух источников питания позволяет подавать на вход ОУ как положительные, так и отрицательные входные сигналы,
33. Режимы работы всех транзисторов операционного усилителя (т.е. начальные токи при отсутствии входного сигнала) задаются единственным резистором
34. ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Разность напряжений на входах ОУ называют дифференциальным (разностным) входным сигналом ОУ, а полусумму
35. ⮚ ЭДС СМЕЩЕНИЯ (Есм) - дифференциальное входное напряжение, при котором выходное напряжение ОУ равно нулю. Напряжние
36. ⮚ СРЕДНИЙ ВХОДНОЙ ТОК (Iвх) - среднеарифметическое значение токов инвертирующего и неинвертирующего входов ОУ, измеренных при
37. ⮚ ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ (Rвых) - отношение изменения выходного напряжения ОУ (∆Uвых) к изменению выходного тока (∆Iвых)
38. ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ОУ ⮚ ПОЛОСА ЧАСТОТ УСИЛИВАЕМОГО СИГНАЛА - определяется, как правило, от нуля до ЧАСТОТЫ
39. ⮚ КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА (Кш) - характеризует шумовые свойства ОУ и определяется как отношение шума на выходе
40. ПАРАМЕТРЫ ИДЕАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ При анализе схем на ОУ обычно пользуются идеализированной моделью операционного усилителя, параметры
41. ⮚ коэффициент ослабления синфазного сигнала равен бесконечности; ⮚ полоса частот усиливаемого сигнала - от нуля до
42. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ На рис. приведена схема ОУ, охваченного параллельной ООС по выходному напряжению. Эта схема известна
43. Iвх = Uвх / R1; Iос = - Uвых / R2; Uвых = - Uвх *
44. При расчете параметров схемы инвертирующего усилителя на ОУ задаются коэффициентом усиления по напряжению Ku, выбирают номинал
45. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ На рис. приведена схема ОУ, охваченного последова-тельной ООС по выходному напряжению. Эта схема называ-ется
46. Резисторы R1 и R2 включены параллельно выходу ОУ, поэтому номинал резисторов (R1+R2) выбирается в несколько раз
47. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ВХОДНОГО ТОКА В НАПРЯЖЕНИЕ Непосредственно из схемы можно сделать вывод о том, что: Uвых =
48. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ВХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ВЫХОДНОЙ ТОК Схема ОУ, охваченного последовательной ООС по выходному току, называется преобразователем
49. АНАЛОГОВЫЙ ИНТЕГРАТОР Схема интегратора может быть получена заменой в инвертирующем усилителе резистора R2 на конденсатор. Для
50. АНАЛОГОВЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАТОР Аналогичными рас-суждениями можно показать, что выходное напряжение в схеме на рис. равно: Uвых(t) =
51. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ СУММАТОР Как видно из схемы, при равенстве всех номиналов резисторов - выходное напряжение определя-ется из
52. С помощью резисторов, включенных во входную цепь, можно реализовать различные весовые коэффициенты для каждого из слагаемых:
53. АНАЛОГОВЫЙ ВЫЧИТАТЕЛЬ При равенстве номиналов всех рези-сторов, напряжение на неинвертиру-ющем входе (Uн) равно: Uн = Uвх2
54. Учитывая следствие первого свойства идеального ОУ: Uи=Uн, имеем окончательное выражение: Uвых = Uвх2 – Uвх1 .
55. ЛОГАРИФМИРУЮЩИЙ И АНТИЛОГАРИФМИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛИ Логарифмирующий усилитель использует нелинейные свойства Вольт-Амперной характеристики p-n-перехода: где: =kT/q - термический
56. При U / mФ >>1 : Uвх / R = Is * exp (-Uвых / mФ).
57. Примером использования изученных схем может служить перемножитель аналоговых сигналов. Сумматор на микросхеме DA3 складывает напряжения, пропорциональные
58. ТРИГГЕР ШМИТТА НА ОУ Введением положительной обратной связи в ОУ можно реализовать ТРИГГЕР ШМИТТА. На рис
59. Примером исполь-зования триггера Шмит-та может служить схема генератора прямоуголь-ных импульсов С конденсатора С можно снимать пилообразный
60. Выходное напряжение интегратора Uвых1 имеет пилообразную форму повышенной линейности, потому что является интегралом от прямоугольного напряжения
61. МЕТОДЫ КОРРЕКЦИИ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ ОУ. Основные параметры схем на ОУ определяются парамет-рами отрицательной обратной связи. Однако,
62. Если на этой частоте коэффициент передачи ОУ и цепи обратной связи будет равен или более единицы,
63. КОМПАРАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ Компараторы напряжения относятся к специализиро-ванным ОУ, в которых нормальным является нелинейный режим работы каскадов.
64. Компараторы переключаются гораздо быстрее, чем ОУ. Для этого при проектировании компараторов специально предусматриваются меры, обеспечивающие быстрый
65. Вопросы для экспресс-контроля 1.
66. Вопросы для экспресс-контроля 6. Какие преобразования аналоговых сигналов производят в вычислительных системах? 11. Основные параметры реальных
68. Скачать презентацию

Слайд 2

ОСНОВНЫЕ ТЕМЫ ЛЕКЦИИ
ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
ПАРАМЕТРЫ ИДЕАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОН-НОГО УСИЛИТЕЛЯ
Компьютерная Электроника и Схемотехника
2012

Слайд 3

При построении усилительных устройств наибольшее распространение получили каскады на биполярных и

полевых транзисторах, выполненные по схеме включения транзистора с общим эмиттером (ОЭ) и общим истоком (ОИ).
Коэффициент усиления по напряжению kU в схеме с ОЭ на биполярном транзисторе определяется по формуле:
kU = h21ОЭ • (Rк / Rвх_диф),
а для схемы с ОИ на полевом транзисторе по формуле:
kU = S • Rc,
т.е. коэффициент усиления напрямую зависит от сопротивления в цепи коллектора или стока.

Слайд 4

Выбирать номинал этого резистора очень большим невозможно, потому что это приведет

к уменьшению среднего тока в цепи коллектора или стока,
а при уменьшении этого тока уменьшается дифференциальный коэффициент передачи тока h21ОЭ для биполярного транзистора, или крутизна передаточной характеристики S для полевого транзистора.
Поэтому для увеличения коэффициента усиления по напряжению наилучшим решением является использование в качестве сопротивления нагрузки Rк или Rс источника тока (обладающего максимальным дифференциальным сопротив-лением).

Слайд 5

ИСТОЧНИКИ ТОКА НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Если в схеме с общей базой

(ОБ) зафиксировать напряже-ние на базе источником постоянного напряжения Uсм, а ток, который втекает в эмиттер, задать резистором Rэ, то значение тока эмиттера можно рассчитать по формуле:

Eк

–

Uсм

Rэ

Rнагр

Iк

Iэ

Iэ = (Uсм – Uэб) / Rэ
Ток коллектора в этой схеме почти равен току эмиттера:
Iк = α • Iэ.

Слайд 6

Изменение сопротивления нагрузки Rнагр не влияет на ток в цепи эмиттера,

поэтому и коллекторный ток тоже не изменяется.
Схема с ОБ имеет максимальное выходное сопротивление, поэтому выходное сопротивление в этой схеме приближается к выходному сопротивлению идеального источника тока, т.е. к бесконечности.

Слайд 7

Для стабилизации тока коллектора Iк необходимо поддерживать постоянным ток базы Iб.

Из входной характеристики биполярного транзистора сле-дует, что стабилизация базо-вого тока Iб означает стабили-зацию напряжения эмиттер-но-базового перехода Uэб.

В качестве элемента, поддерживающего постоянным напряжение на эмиттерно-базовом переходе, можно использовать p-n-переход, через который проходит постоянный ток Iсм. Этот ток задается резистором Rсм.

Слайд 8

Для стабилизации режима по постоянному току транзистора VT2 используется транзистор VT1

в диодном включении.
При идентичных параметрах этих транзисторов обеспечивается хорошая температурная стабилиза-ция режима работы транзистора VT2.
Изменение напряжения на эмиттерно-базовом переходе транзистора VT2 при изменении температуры транзисторов приводит к аналогичным изменениям падения напряжения на эмиттерно-базовом переходе транзистора VT1.
Поэтому ток базы Iб и ток коллектора Iк транзистора VT2 остаются неизменными в широком диапазоне изменения температур этих транзисторов за счет взаимной температурной компенсации изменения падения напряжения на эмиттерно-базовых p-n-переходах транзисторов.

Слайд 9

В качестве нагрузки усилитель-ных каскадов часто используют аналогичную схему источника тока,

называемую «токовым зеркалом».
По выполняемой функции «токовое зеркало» является управляемым током источником тока, коэффициент передачи которого равен единице.

Для нормальной работы устройства необходимо, чтобы параметры транзисторов VT1, VT2 были полностью идентичными.
Транзистор VT1 используется в диодном включении. Т.к. напряжение коллектор-база равно нулю, то транзистор работает в активном режиме.

Слайд 10

При равенстве параметров транзисторов:
UэбVT1 = UэбVT2
токи коллекторов также

равны: IкVT1 = IкVT2.
Для входного тока устройства справедливо соотношение:
Iвх = IкVT1 + IбVT1 + IбVT2 = IкVT1 • ( 1 + 2 / β).
Учитывая, что β >> 1, можно с достаточной для инженерных расчетов точностью записать:
Iвх ≈ IкVT1 = IкVT2 = Iвых.

Слайд 11

Поскольку подбор идентичных транзисторов не всегда возможен, то на практике используют

улучшенную схему «токового зеркала», которая включает эмиттерные резисторы с одинаковыми номиналами.

Эти резисторы образуют отрицательную обратную связь по выходногму току, и тем самым стабилизируют работу «токового зеркала».

Слайд 12

Такое улучшение позволяет более точно повторять входной ток Iвх на выходе

IкVT2 при недостаточной идентичности используемых транзисторов.
Если падение напряжения на эмиттерных резисторах больше напряжения на эмиттерно-базовых переходах: URэ > Uэб,
то эта схема позволяет не только повторять входной ток на выходе, но и масштабировать выходной ток.
При Rэ1 > Rэ2 выходной ток IкVT2 можно сделать в несколько раз большим, чем входной ток Iвх .

Слайд 13

Более сложная схема «токового зеркала» Уилсона обеспечивает точное повторение входного тока

Iвх на выходе.
От исходной схемы она отличается введением дополни-тельного транзистора VT3.

Запишем уравнения токов для этой схемы с учетом идентичности всех транзисторов:
Iвх = IкVT1 + IбVT3;
Iвых = IкVT3 .

Слайд 14

Для идентичных транзисторов VT1 и VT2:
IбVT1 = IбVT2 ;
IкVT1

= IкVT2 ;
IэVT3 = IкVT3 + IбVT3 = IкVT2 + IбVT2 + IбVT1.
Принимая во внимание, что:
IбVT3 ≈ IбVT2 = IбVT1 = Iб;
Получаем окончательный результат:
Iвых = IкVT3 = IэVT3 – IбVT3 =
(IкVT2 + IбVT2 + IбVT1) – IбVT3 = IкVT1 + IбVT3 = Iвх.
При идентичности транзисторов повторяемость входного тока на выходе схемы «токового зеркала» Уилсона будет полной.

Слайд 15

ИСТОЧНИКИ ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
При использовании полевых транзисторов (ПТ) с

изоляцией затвора p-n-переходом или МОП транзисторов со встроенным каналом схемы источников тока могут быть предельно упрощены.
Связано это с тем, что эти транзисторы работают при полярности напряжения затвора, противопо-ложной полярности напряжения стока.
Простейший источник тока может быть получен при закорачивании выводов затвора и истока (на рис. резистор в цепи истока Rи = 0).

Слайд 16

Ток в цепи сопротивления нагрузки Rнагр равен току стока I0с при

нулевом напряжении Uзи = 0.
Этот параметр имеет технологичес-кий разброс в 2 ÷ 3 раза даже у полевых транзисторов одного типа.
Если необходим источник тока с меньшим значением, чем I0с, можно включить в цепь истока резистор Rи.
На передаточной характеристике ко-тангенс угла наклона прямой равен номиналу резистора Rи в цепи истока.
В точке пересечения этой прямой с передаточной характеристикой ПТ определяем ток стабилизации Iстаб, протекающий через канал ПТ и сопротивление нагрузки.

Rнагр

Iс

Eс

–

Rи

Iст, мА

–1

–2

I0с

Iстаб

Uзи, В

Слайд 17

МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Как правило, коэффициент усиления по напряжению одиночного транзисторного каскада не

превышает нескольких десятков.
Поэтому в случае необходимости получения больших значений коэффициента усиления используют многокаскадные усилители, построенные путем последовательного соединения нескольких одиночных каскадов.
Результирующий коэффициент усиления рассчи-тывается как произведение отдельных коэффициентов.
При таком соединении встает проблема согласова-ния входных и выходных сигналов как по постоянному, так и по переменному току.

Слайд 18

По виду межкаскадных связей усилители разделяются на две группы: усилители переменного

тока и усилители постоянного тока.
К первой группе относятся усилители с трансформаторными или RC-связями, ко второй группе относятся усилители с непосредственными гальваническими связями.
В усилителях переменного тока в каждом отдельном каскаде можно установить наиболее оптимальный режим работы по постоянному току, например с точки зрения коэффициента усиления или вносимых искажений.
Однако, если в этих усилителях входной сигнал содержит и постоянную составляющую, то после усиления информация о постоянной составляющей будет потеряна.

Слайд 19

В усилителях с гальваническими связями режимы работы транзисторов по постоянному току

взаимосвязаны и изменение режима работы по постоянному току в первых каскадах (например, при изменении тампературы) приводит к многократному изменению режима работы по постоянному току в выходных каскадах.
Поэтому для стабилизации режимов работы в усилителях постоянного тока используют методы термокомпенсации:
дифференциальные усилительные каскады,
нагрузки усилительных каскадов выполняются по схеме «токового зеркала», а также
для стабилизации режима работы широко используют отрицательную обратную связь ООС с выхода усилителя на вход.

Слайд 20

Усилители с RC-связями
В усилителях с RC-связями нижняя частота усиливаемого сигнала

Fн (определяемая по снижению коэффициента усиления на 3 дБ по сравнению с коэффициентом усиления на средних частотах) зависит от номиналов разделительных конденсаторов между каскадами и конденсаторов, блокирующих цепи ООС стабилизации режима работы.
Цепь с разделительным конденсатором С1 можно представить эквивалентной схемой. Резистор Rб равен параллельному соединению резисторов базового делителя Rб1 и Rб2. Резистор Rвх_диф – это входное дифференциальное сопротивления каскада с ОЭ.
Поскольку в большинстве случаев Rб >> Rвх_диф, то резистор Rб в этой схеме можно не учитывать.

Слайд 21

Коэффициент передачи по напряжению в эквивалентной схеме уменьшаеся в корень из

двух раз (т.е. на 3 дБ) на частоте, при которой реактивное сопротивление конденсатора равно сопротивлению Rвх_диф :
Rвх_диф = 1 / ω • С1 = 1 / (2 • π • Fн • С1).
Поэтому: С1 = 1 / (2 • π • Fн • Rвх_диф).

Uвх

Rвх_диф

Rб

Слайд 22

Точно также конденсатор С2 уменьшает коэффициент передачи по напряжению на 3

дБ на частоте Fн:
С2 = 1 / (2 • π • Fн • Rнагр).
Аналогично конденсатор С3 уменьшает коэффициент передачи по напряжению на 3 дБ на частоте Fн:
С3 = 1 / (2 • π • Fн • Rэ).
Результирующее уменьшение коэффициента передачи на частоте Fн составит 9 дБ.
Для того, чтобы суммарное уменьшение коэффициента передачи не превышало 3 дБ, в этих формулах необходимо рассчитанные номиналы конденсаторов увеличить в 3 раза (т.е. умножить на количество тех конденсаторов, которые определяют снижение коэффициента передачи на низких частотах).

Слайд 23

Описанные в литературе более точные формулы расчета номиналов этих конденсаторов приводят

к результатам с немного меньшими значениями.
Поэтому рассчитанные по формулам и умноженные на количество конденсаторов номиналы С1, С2 и С3 получаются с небольшим запасом, что в итоге позволяет улучшить частотную характеристику усилителя, т.е. получить уменьшение коэффициента передачи на частоте Fн менее 3 дБ.
Аналогично рассчитываются номиналы конден-саторов в многокаскадных схемах с RC-связями между каскадами.

Слайд 24

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Усилители постоянного тока усиливают сигналы в полосе частот от

нуля до верхней граничной частоты Fв с неравномерностью не более 3 дБ.
Наибольшее распространение в вычис-лительной технике получили специали-зированные усилители постоянного тока (усилители с гальваническими связями) – операционные усилители (ОУ).

Слайд 25

ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Большинство сигналов, поступающих на вход вычислительных систем, имеют непрерывный

характер и требуют последующего преобразования в дискретные сигналы. До начала преобразования многие сигналы проходят обработку в аналоговой форме. К таким преобразованиям относятся:
⮚ линейное усиление;
⮚ частотная фильтрация (линейные преобразования);
⮚ интегрирование и дифференцирование непрерывных сигналов;
⮚ нелинейные преобразования (в частности, логарифми-ческое преобразование, детектирование и др.);
⮚ коммутация аналоговых сигналов;
⮚ выделение какого-нибудь параметра, например, амплитуды, среднего значения сигнала, фазы и др.

Слайд 26

Основные преобразования аналоговых сигналов выполняются специальными интегральными микросхемами – операционными усилителями

(ОУ), охваченными обратными связями (ОС).
Интегральные ОУ содержат:
⮚ входной каскад, который всегда выполняется по дифференциальной, параллельно-симметричной схеме;
⮚ промежуточный согласующий каскад;
⮚ выходной каскад усилителя тока по схеме эмиттерного повторителя.

Слайд 27

Особенности схемотехники ОУ
Входной каскад операционного усилителя выполнен по параллельно-симметричной дифференциальной

схеме на n-канальных полевых транзисторах VT3, VT4 с изоляцией затвора p-n-переходом, что позволяет максимально уменьшить величину дрейфа усилителя за счет температурной компенсации симметричного входного каскада, получить достаточно высокое входное сопротивление и подавить синфазные составляющие входного сигнала.
Ток истоков дифференциального усилителя задается стабилизатором тока VT5, входящим в состав «токового зеркала» VT5, VT6, VT8 с дополни-тельными резисторами R5, R6, R7 для лучшего симметрирования схемы «токового зеркала» при технологическом разбросе параметров транзисторов VT5, VT6, VT8. Входной ток «токового зеркала» задается резистором R3.

Слайд 28

Слайд 29

Нагрузкой входного дифференциального усилителя служит «токовое зеркало» VT1, VT2, что обеспечивает

максимальный коэффициент усиления по напряжению.
Реальный коэффициент усиления по напряжению этого каскада определяется входным сопротивле-нием следующего, согласующего каскада на транзисторе VT7.
В цепи эмиттера согласующего каскада VT7 включен резистор R4, который образует последовательную отрицательную обратную связь (ООС) по току для увеличения величины входного сопротивления этого каскада.
Нагрузкой согласующего каскада на транзисторе VT7 является стабилизатор тока на транзисторе VT8 (этот транзистор входит в состав «токового зеркала»).

Слайд 30

Реальный коэффициент усиления согласующего каскада определяется входным сопротивлением следующего выходного каскада

на транзисторах VT9, VT10 по схеме с общим коллектором для обеспечения минимального выходного сопротив-ления всего операционного усилителя.
Резисторы R8, R9 увеличивают входное сопротив-ление эмиттерного повторителя на транзисторах VT9, VT10 за счет последователной ООС по выходному току.
Эти резисторы также являются датчиками тока в схеме защиты выхода ОУ от короткого замыкания во внешних цепях (на рис. схема защиты не показана).
Выходной каскад работает в двухтактном режиме класса АВ для уменьшения рассеиваемой тепловой мощности.

Слайд 31

Начальное смещение базо-эмиттерных переходов выходных транзисторов VT9, VT10 осуществляется за счет

падения напряжения при протекании тока транзистора VT7 согласующего каскада через два p-n-перехода – VD1, VD2.
Конденсатор Ск, включенный в цепь ООС транзистора VT7 необходим для коррекции частотной характе-ристики ОУ на высоких частотах с целью исключения условий самовозбуждения ОУ, который обычно работает с внешними цепями ООС.
Два источника питания +Е1 и –Е2 подключаются к выводам ОУ. А средняя точка этих источников питания подключается к общему проводу (обратите внимание на то, что операционный усилитель не имеет отдельного вывода для подключения к общему проводу). Величина наряжения источников питания может изменяться в широких пределах (например, от ±1,5 В до ±15 В).

Слайд 32

Применение двух источников питания позволяет подавать на вход ОУ как положительные,

так и отрицательные входные сигналы, и получать на выходе двухполярное выходное напряжение при подключении второго вывода нагрузки к общей точке источников питания.
Максимальное положительное и отрицательное выходное напряжение Uвых_макс всегда меньше напряжения источников питания на величину падения напряжения на открытом транзисторе и на величину падения напряжения на резиторах в цепях эмиттеров выходных транзисторов.
При напряжении источников питания ±12 В максимальное выходное напряжение составляет примерно ±10 В.

Слайд 33

Режимы работы всех транзисторов операционного усилителя (т.е. начальные токи при отсутствии

входного сигнала) задаются единственным резистором R3.
При малых напряжениях питания токи всех транзисторов будут очень маленькие, что приведет к значительному уменьшению коэффициента усиле-ния всего ОУ.
Поэтому в некоторых операционных усилителях нижний вывод резистора R3 выведен на отдельную ножку ОУ (верхний вывод этого резистора соединен с выводом +Е1).
Подлючая параллельно резистору R3 внешний дополнительный резистор, можно выбрать необходимый режим работы ОУ при малых питающих напряжениях (например, ±3 В) с достаточно большим коэффициентом усиления.

Слайд 34

ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Разность напряжений на входах ОУ называют дифференциальным (разностным)

входным сигналом ОУ, а полусумму входных напряжений - синфазным входным сигналом.
Основные статические пара-метры ОУ рассчитываются по передаточной характеристике (Uвх - дифференциальное входное напряжение).

∆Uвх

∆Uвых

Есм

-Uогр

+Uогр

Uвых

Uвх

⮚ КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ ПО НАПРЯЖЕНИЮ (Ku) - отношение изменения выходного напряжения (∆Uвых) к вызвавшему его изменению ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО ВХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ (∆Uвх) при работе ОУ на линейном участке передаточной характеристики.

Слайд 35

⮚ ЭДС СМЕЩЕНИЯ (Есм) - дифференциальное входное напряжение, при котором выходное

напряжение ОУ равно нулю. Напряжние Есм может быть положительной или отрицательной величиной и имеет случайный характер.
Для интегральных усилителей на биполярных транзисторах Есм может составлять 1...10 мВ, для ОУ с входным каскадом на полевых транзисторах величина Есм значительно больше.
Большинство интегральных ОУ имеют выводы балансировки выходного напряжения. К этим выводам подключается подстроечный резистор, с помощью которого выставляется нулевое выходное напряжение при закороченных входах ОУ.

Интегральные ОУ имеют коэффициент усиления, лежащий в диапазоне 103...106.

Ku = ΔUвых / ΔUвх

Слайд 36

⮚ СРЕДНИЙ ВХОДНОЙ ТОК (Iвх) - среднеарифметическое значение токов инвертирующего и

неинвертирующего входов ОУ, измеренных при таком входном напряжении Uвх, при котором выходное напряжение равно нулю.
Для ОУ на биполярных транзисторах средний входной ток обычно составляет доли мкА. Дальнейшее снижение входных токов (менее 1 нА) достигается использованием полевых транзисторов во входных каскадах ОУ.
⮚ ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ (Rвх) - сопротивление со стороны одного из входов ОУ, в то время как другой вход заземлен. Это сопротивление еще называют: ВХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ ДЛЯ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО СИГНАЛА. Входное сопротивление ОУ может составлять 103..106 Ом для входного каскада на биполярных транзисторах, и на несколько порядков больше для ОУ с полевыми транзисторами на входе.

Слайд 37

⮚ ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ (Rвых) - отношение изменения выходного напряжения ОУ (∆Uвых)

к изменению выходного тока (∆Iвых) при изменении сопротивления нагрузки. Обычно величина Rвых составляет от десятков до сотен Ом.
⮚ КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ СИНФАЗНОГО СИГ-НАЛА (Ксф) - отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению синфазного входного напряжения. Для большинства ОУ величина Ксф - менее единицы.
⮚ КОЭФФИЦИЕНТ ОСЛАБЛЕНИЯ СИНФАЗНОГО СИГНАЛА (Мсф) - отношение коэффициента усиления по напряжению (Ku) к коэффициенту передачи синфазного сигнала (Ксф). Обычно для определения коэффициента ослабления синфазного сигнала употребляется логарифмическая мера (Lсф):
Lсф = 20 * lg | Mсф |
Для большинства интегральных ОУ Lсф = 60..100 дБ
.

Слайд 38

ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ОУ
⮚ ПОЛОСА ЧАСТОТ УСИЛИВАЕМОГО СИГНАЛА - определяется, как

правило, от нуля до ЧАСТОТЫ ЕДИНИЧНОГО УСИЛЕНИЯ (F1), т.е. частоты, на которой коэффициент усиления дифференциального сигнала ОУ уменьшается до единицы. Значение F1 у большинства интегральных ОУ лежит в пределах от сотен килогерц до десятков мегагерц.
⮚ МАКСИМАЛЬНАЯ СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ (Vмакс) - определяется как наибольшая скорость изменения напряжения на выходе ОУ при подаче на его вход прямоугольного импульса максимально допустимой амплитуды. Для интегральных ОУ максимальная скорость нарастания лежит в пределах 0, 3...50 В/мкс.
Эти два параметра взаимосвязаны: чем выше частота единичного усиления F1, тем больше скорость нарастания выходного напряжения.

Слайд 39

⮚ КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА (Кш) - характеризует шумовые свойства ОУ и определяется

как отношение шума на выходе реального ОУ (на вход которого подан реальный сигнал) к шумам на выходе идеального ОУ с таким же входным сигналом.
Шумовые свойства ОУ характеризуют также приведен-ными ко входу шумовыми напряжениями или токами.
Необходимо отметить, что почти все перечисленные параметры изменяются с изменением температуры кристалла ОУ. Поэтому в справочниках приводят также температурные коэффициенты изменения перечисленных параметров.
В справочниках задаются также диапазоны изменения указанных параметров при изменении питающих напря-жений, так как для многих ОУ питающие напряжения могут изменяться в несколько раз, например, от 3 до 30 В.

Слайд 40

ПАРАМЕТРЫ ИДЕАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ
При анализе схем на ОУ обычно пользуются

идеализированной моделью операционного усилителя, параметры которого задаются следующими:
⮚ коэффициент усиления по напряжению равен бесконечности;
⮚     эдс смещения равно нулю;
⮚   средний входной ток и разность входных токов равны нулю;
⮚   входные сопротивления для дифференциального и для синфазного сигналов равны бесконечности;
⮚     выходное сопротивление равно нулю;
⮚   коэффициент передачи синфазного сигнала равен нулю;

Слайд 41

⮚ коэффициент ослабления синфазного сигнала равен бесконечности;
⮚ полоса частот усиливаемого сигнала

- от нуля до бесконечности;
⮚   скорость нарастания выходного напряжения равна бесконечности;
⮚    идеальный ОУ не вносит дополнительные шумы в усиливаемый сигнал;
⮚   у идеального ОУ все параметры не зависят от температуры и питающих напряжений.
Следствием первого свойства идеального ОУ является тот факт, что у идеального ОУ, работающего в режиме усиления, разность напряжений между входами всегда равна нулю.

Слайд 42

ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ
На рис. приведена схема ОУ, охваченного параллельной ООС по

выходному напряжению. Эта схема известна под названием "ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ", потому что с уменьшением входного напряжения выходное напряжение - увеличивается.
При анализе этой схемы будем считать ОУ идеальным.

Напряжение на неинверти-рующем входе равно нулю. Напряжение на инвертирующем входе также равно нулю (см. следствие первого свойства идеального ОУ). Входной ток инвертирующего усилителя (Iвх) равен току в цепи обратной связи (Iос).

Слайд 43

Iвх = Uвх / R1; Iос = - Uвых / R2;
Uвых

= - Uвх * R2 / R1;
Коэффициент усиления по напряжению инвертирующего усилителя равен:
Ku = Uвых / Uвх = - R2 / R1.
Если выбрать R1=R2, то схема будет инвертировать входной сигнал с коэффициентом передачи Ku = -1.
Поскольку инвертирующий вход ОУ находится под нулевым потенциалом, входное сопротивление схемы равно R1. Выходное сопротивление схемы инвертирующего усилителя очень маленькое за счет ООС по выходному напряжению.

Слайд 44

При расчете параметров схемы инвертирующего усилителя на ОУ задаются коэффициентом усиления

по напряжению Ku, выбирают номинал резистора R2 и рассчитывают номинал резистора R1.
Необходимо учитывать, что к резистору R2 приложено все выходное напряжение, т.е. этот резистор включен параллельно сопротивлению нагрузки усилителя. Для большинства маломощных ОУ сопротивление нагрузки должно быть не менее 2-х кОм. Поэтому номинал R2 выбирают в несколько раз большим 2-х кОм - например, 10 кОм, и по формуле рассчитывают R1.
Выбирать очень большие номиналы резисторов R1 и R2 (сотни кОм и более) нежелательно, потому что наличие монтажных емкостей приводит к запаздыванию сигналов по цепям обратной связи и может нарушить работу схемы на высоких частотах.

Слайд 45

НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ
На рис. приведена схема ОУ, охваченного последова-тельной ООС по

выходному напряжению. Эта схема называ-ется НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ, потому что входной сигнал подается на неинвертирющий вход ОУ. Напряжение обратной связи, выделяемое на резисторе R1, подается на вход ОУ последовательно с источником входного напряжения (Uвх).

Uвых

►
ОУ

Uвх

Учитывая следствие пер-вого свойства идеального ОУ, напряжение на резисторе R1 равно входному напряжению Uвх. Это же напряжение можно выразить равенством:

Uвх = U(R1) = Uвых * R1 / (R1 + R2)
Ku = Uвых / Uвх = 1 + R2 / R1

Слайд 46

Резисторы R1 и R2 включены параллельно выходу ОУ, поэтому номинал резисторов

(R1+R2) выбирается в несколько раз большим допустимого сопротивления нагрузки ОУ (например, 10 кОм).

Частным случаем неинвертирующего усилителя является повторитель сигнала, когда R1=∞, R2=0.

Схемы неинвертирующих усилителей имеют очень большое входное сопротивление (за счет последовательной ООС) и очень маленькое выходное сопротивление (за счет ООС по выходному напряжению).

Слайд 47

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ВХОДНОГО ТОКА В НАПРЯЖЕНИЕ
Непосредственно из схемы можно сделать вывод

о том, что:
Uвых = - Iвх * R

Входное и выходное сопротивления схемы очень маленькие за счет параллельной ООС по выходному напряжению.

Слайд 48

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ВХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ВЫХОДНОЙ ТОК
Схема ОУ, охваченного последовательной ООС по

выходному току, называется преобразователем входного напряжения в выходной ток

Выходной ток ОУ создает на резисторе R1 падение напряжения, которое в качестве напряжения ОС подается на вход схемы последовательно с источником сигнала.
Uвх = U(R1) = Iвых * R1. Iвых = Uвх / R1
Схема имеет очень большие входное и выходное сопротивления за счет последовательной ООС по выходному току.

Слайд 49

АНАЛОГОВЫЙ ИНТЕГРАТОР
Схема интегратора может быть получена заменой в инвертирующем усилителе резистора

R2 на конденсатор.
Для этой схемы напряжения на входах ОУ равны нулю. Ток Iвх зависит от величины резистора R:

Iвх = Uвх / R ; Iвх = Iос

Мгновенное напряжение на конденсаторе Uс(t) определяется выражением:

Поэтому :

Слайд 50

АНАЛОГОВЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАТОР
Аналогичными рас-суждениями можно показать, что выходное напряжение в схеме на

рис. равно:

Uвых(t) = - R * C (dUвх / dt)

Слайд 51

ИНВЕРТИРУЮЩИЙ СУММАТОР
Как видно из схемы, при равенстве всех номиналов резисторов

- выходное напряжение определя-ется из соотношения:

Uвых = - (Uвх1 + Uвх2 + … + Uвхm).

Поскольку потенциал инвертирующего входа равен потенциалу общего провода, источники входных сигналов хорошо развязаны друг от друга.

Слайд 52

С помощью резисторов, включенных во входную цепь, можно реализовать различные весовые

коэффициенты для каждого из слагаемых:
Uвых = - (Uвх1 * (Rос / R1) +
+ Uвх2 * (Rос / R2) +… + Uвхm * (Rос / Rm))
Для реализации НЕИНВЕРТИРУЮЩЕГО СУММАТОРА необходимо на выходе обычного инвертирующего сумматора добавить аналоговый инвертор.

Слайд 53

АНАЛОГОВЫЙ ВЫЧИТАТЕЛЬ
При равенстве номиналов всех рези-сторов, напряжение на неинвертиру-ющем входе

(Uн) равно:

Uн = Uвх2 * R4 / (R3 + R4) = Uвх2 / 2

Из равенства токов: Iвх1=Iос, следует:
(Uвх1 – Uи) / R1 = (Uи – Uвых) / R2 .
Поэтому : Uи = (Uвх1 + Uвых) / 2.

Слайд 54

Учитывая следствие первого свойства идеального ОУ: Uи=Uн, имеем окончательное выражение:
Uвых =

Uвх2 – Uвх1 .
Если выбрать номиналы резисторов из соотношения:
R2 = R4 = k * R1 = k * R3,
то выходное напряжение определяется формулой:
Uвых = k * (Uвх2 – Uвх1) .

Слайд 55

ЛОГАРИФМИРУЮЩИЙ И АНТИЛОГАРИФМИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛИ
Логарифмирующий усилитель использует нелинейные свойства Вольт-Амперной характеристики p-n-перехода:
где:

=kT/q - термический потенциал;
m - коэффициент, связанный с поверхностной рекомбинацией (в диапазоне рабочих токов кремниевых транзисторов m = 1,0...1,3). Is - коэффициент пропорциональности, имеющий размерность (Ампер)

Слайд 56

При U / mФ >>1 :
Uвх / R = Is

* exp (-Uвых / mФ).
Поэтому :
Uвых = - mФ * ln (Uвх / Is R)

Логарифмический усилитель

Антилогарифмический усилитель

Аналогично для схемы антилогарифмирующего усили-теля получим: Uвых = Is * R * exp(–Uвх / mФ) .

Слайд 57

Примером использования изученных схем может служить перемножитель аналоговых сигналов. Сумматор на

микросхеме DA3 складывает напряжения, пропорциональные логарифмам входных сигналов Uвх1 и Uвх2, что соответствует умножению входных сигналов. Антилогарифмирующий усилитель восстанавливает логарифм суммы до исходного значения.

Слайд 58

ТРИГГЕР ШМИТТА НА ОУ
Введением положительной обратной связи в ОУ можно

реализовать ТРИГГЕР ШМИТТА. На рис приведена схема неинвертирующего триггера Шмитта. Триггер Шмитта с инверсией приведен на рис. Ширина петли гистерезиса (∆U) определяется максимальным размахом выходного напряжения и параметрами цепи обратной связи:

∆U = (Uвых.макс – Uвых.мин) * R1/ R2

∆U = (Uвых.макс – Uвых.мин) * R1/ (R1 + R2)

Слайд 59

Примером исполь-зования триггера Шмит-та может служить схема генератора прямоуголь-ных импульсов
С

конденсатора С можно снимать пилообразный сигнал, амплитуда которого равна ширине зоны гистерезиса. Однако, линейность такого сигнала будет невысокой, особенно при больших амплитудах пилообразного сигнала.
Для повышения линейности пилообразного сигнала в схему необходимо ввести дополнительный интегратор.

Слайд 60

Выходное напряжение интегратора Uвых1 имеет пилообразную форму повышенной линейности, потому что

является интегралом от прямоугольного напряжения с выхода триггера Шмитта. Амплитуда пилообразного сигнала равна ширине зоны гистерезиса. Выходное напряжение Uвых2 имеет прямоугольную форму с максимальной для данного ОУ амплитудой. Скважность импульсов на выходе триггера Шмитта можно регулировать переменным резистором R1. При этом на выходе интегратора изменяется соотношение между спадающей и нарастающей частью пилообразного напряжения.

Слайд 61

МЕТОДЫ КОРРЕКЦИИ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ ОУ.
Основные параметры схем на ОУ определяются

парамет-рами отрицательной обратной связи. Однако, введение ООС делает такие схемы склонными к самовозбуждению на высоких частотах. Это объясняется задержкой распространения сигнала в самом ОУ и в цепях обратной связи. Величины этих задержек находятся в пределах от десятков до сотен наносекунд. На частотах в несколько мегагерц, для которых величина этой задержки составляет половину периода, отрицательная обратная связь превращается в положительную.

Слайд 62

Если на этой частоте коэффициент передачи ОУ и цепи обратной связи

будет равен или более единицы, схема обязательно загенерирует, т.к. выполняются два условия генерации:
⮚ наличие положительной обратной связи, т.е. сдвиг фаз между входным сигналом и сигналом на выходе цепи обратной связи кратен 360°;
⮚ коэффициент передачи со входа через усилитель и цепь ОС равен или более 1.
Для устранения генерации в схемах ОУ с ООС необходимо уменьшить коэффициент передачи на этой частоте до величины, менее единицы. С этой целью к ОУ подключаются корректирующие звенья, состоящие из резисторов и конденсаторов. Это, естественно, приводит к снижению быстродействия ОУ.
Современные ОУ с граничной частотой единичного усиления не более 5 МГц имеют, как правило, внутренние цепи коррекции.

Слайд 63

КОМПАРАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Компараторы напряжения относятся к специализиро-ванным ОУ, в которых нормальным

является нелинейный режим работы каскадов. Компаратор предназначен для сравнения входного сигнала с опорным (или сравнения двух сигналов). При этом в зависимости от того, больше входной сигнал опорного или меньше (на доли миливольта), на выходе компаратора за минимальное время должно установиться напряжение логического “0" или лог. "1".
Выходной сигнал компаратора, как правило, подается на вход логических схем, поэтому выходные напряжения компараторов согласуются с логическими уровнями ТТЛ, КМОП или ЭСЛ схем.
Обычный ОУ может быть с успехом применен для работы в качестве компаратора. Однако, схемы компараторов, специально разработанные для этих целей, имеют ряд преимуществ в сравнении с обычными ОУ.

Слайд 64

Компараторы переключаются гораздо быстрее, чем ОУ. Для этого при проектировании компараторов

специально предусматриваются меры, обеспечивающие быстрый выход усилительных каскадов из режима насыщения.
Компараторы не предназначены для работы в режиме с отрицательной обратной связью. Поэтому в них не обеспечивается линейность участка передаточной характе-ристики между двумя уровнями ограничения.
Схемы компараторов обычно схожи со схемами ОУ, имеют аналогичную структурную схему. Параметры компараторов почти такие же, как и у ОУ. Это коэффициент усиления (Ku), напряжение смещения (Есм), входные токи, коэффициент подавления синфазного сигнала, время переключения и другие.
Для согласования с логическими элементами выходной каскад аналогичен выходным каскадам логических схем.

Слайд 65

Вопросы для экспресс-контроля
1.

Слайд 66

Вопросы для экспресс-контроля
6. Какие преобразования аналоговых сигналов производят в вычислительных системах?
11.

Основные параметры реальных и идеальных операционных усилителей.

СХЕМОТЕХНИКА УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ НА БИПОЛЯРНЫХ И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Содержание

ОСНОВНЫЕ ТЕМЫ ЛЕКЦИИПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙПАРАМЕТРЫ ИДЕАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОН-НОГО УСИЛИТЕЛЯКомпьютерная Электроника и Схемотехника2012

При построении усилительных устройств наибольшее распространение получили каскады на биполярных и

Выбирать номинал этого резистора очень большим невозможно, потому что это приведет

ИСТОЧНИКИ ТОКА НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ Если в схеме с общей базой

Изменение сопротивления нагрузки Rнагр не влияет на ток в цепи эмиттера,

Для стабилизации тока коллектора Iк необходимо поддерживать постоянным ток базы Iб.

Для стабилизации режима по постоянному току транзистора VT2 используется транзистор VT1

В качестве нагрузки усилитель-ных каскадов часто используют аналогичную схему источника тока,

При равенстве параметров транзисторов: UэбVT1 = UэбVT2 токи коллекторов также

Поскольку подбор идентичных транзисторов не всегда возможен, то на практике используют

Такое улучшение позволяет более точно повторять входной ток Iвх на выходе

Более сложная схема «токового зеркала» Уилсона обеспечивает точное повторение входного тока

Для идентичных транзисторов VT1 и VT2: IбVT1 = IбVT2 ; IкVT1

ИСТОЧНИКИ ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ При использовании полевых транзисторов (ПТ) с

Ток в цепи сопротивления нагрузки Rнагр равен току стока I0с при

МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИКак правило, коэффициент усиления по напряжению одиночного транзисторного каскада не

По виду межкаскадных связей усилители разделяются на две группы: усилители переменного

В усилителях с гальваническими связями режимы работы транзисторов по постоянному току

Усилители с RC-связями В усилителях с RC-связями нижняя частота усиливаемого сигнала

Коэффициент передачи по напряжению в эквивалентной схеме уменьшаеся в корень из

Точно также конденсатор С2 уменьшает коэффициент передачи по напряжению на 3

Описанные в литературе более точные формулы расчета номиналов этих конденсаторов приводят

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКАУсилители постоянного тока усиливают сигналы в полосе частот от

ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ Большинство сигналов, поступающих на вход вычислительных систем, имеют непрерывный

Основные преобразования аналоговых сигналов выполняются специальными интегральными микросхемами – операционными усилителями

Особенности схемотехники ОУ Входной каскад операционного усилителя выполнен по параллельно-симметричной дифференциальной

Нагрузкой входного дифференциального усилителя служит «токовое зеркало» VT1, VT2, что обеспечивает

Реальный коэффициент усиления согласующего каскада определяется входным сопротивлением следующего выходного каскада

Начальное смещение базо-эмиттерных переходов выходных транзисторов VT9, VT10 осуществляется за счет

Применение двух источников питания позволяет подавать на вход ОУ как положительные,

Режимы работы всех транзисторов операционного усилителя (т.е. начальные токи при отсутствии

ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Разность напряжений на входах ОУ называют дифференциальным (разностным)

⮚ ЭДС СМЕЩЕНИЯ (Есм) - дифференциальное входное напряжение, при котором выходное

⮚ СРЕДНИЙ ВХОДНОЙ ТОК (Iвх) - среднеарифметическое значение токов инвертирующего и

⮚ ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ (Rвых) - отношение изменения выходного напряжения ОУ (∆Uвых)

ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ОУ ⮚ ПОЛОСА ЧАСТОТ УСИЛИВАЕМОГО СИГНАЛА - определяется, как

⮚ КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА (Кш) - характеризует шумовые свойства ОУ и определяется

ПАРАМЕТРЫ ИДЕАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ При анализе схем на ОУ обычно пользуются

⮚ коэффициент ослабления синфазного сигнала равен бесконечности;⮚ полоса частот усиливаемого сигнала

ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ На рис. приведена схема ОУ, охваченного параллельной ООС по

Iвх = Uвх / R1; Iос = - Uвых / R2; Uвых

При расчете параметров схемы инвертирующего усилителя на ОУ задаются коэффициентом усиления

НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ На рис. приведена схема ОУ, охваченного последова-тельной ООС по